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精密ADC用滤波器设计的实际挑战和考虑

时间:2021-08-16 01:44:02 来源:金沙体育 点击:

本文摘要:仪器模数转换器应用于普遍,如仪器仪表和测量、电力线继电保护、过程控制、电机掌控等。目前,SAR型ADC的分辨率平均18位甚至更高,取样速率为数MSPS;Σ-Δ型ADC的分辨率则超过24位甚至32位,取样速率为数百kSPS。 为了充分利用高性能ADC而不容许其能力,用户在减少信号链噪声方面(例如构建滤波器)面对的艰难更加多。本文辩论在ADC信号链中构建仿真和数字滤波器以便达到最佳性能所牵涉到到的设计挑战和考虑到。

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仪器模数转换器应用于普遍,如仪器仪表和测量、电力线继电保护、过程控制、电机掌控等。目前,SAR型ADC的分辨率平均18位甚至更高,取样速率为数MSPS;Σ-Δ型ADC的分辨率则超过24位甚至32位,取样速率为数百kSPS。

为了充分利用高性能ADC而不容许其能力,用户在减少信号链噪声方面(例如构建滤波器)面对的艰难更加多。本文辩论在ADC信号链中构建仿真和数字滤波器以便达到最佳性能所牵涉到到的设计挑战和考虑到。如图1右图,数据采集信号链可以用于仿真或数字滤波技术,或两者的融合。

仪器SAR型和Σ-Δ型ADC一般在第一奈奎斯特区展开取样,因此,本文将侧重辩论低通滤波器。本文的意图不是辩论低通滤波器的明确设计技术,而是辩论其在ADC电路中的应用于。图1.一般数据采集信号链理想滤波器和实际滤波器理想低通滤波器应该具备很陡峭的过渡带,其通带不应具备出众的增益平缓度,如图2中的砖墙虚线右图。

此外,阻带波动不应将任何瓦解带外信号减少至0。某些常用实际滤波器的号召如图2中的彩色线条右图。如果通带增益不平缓或有纹波,这种号召可能会影响基频信号。

阻带波动不是无限的,不会容许对带外噪声的检验。过渡带也有可能没平缓的滚降,造成对截止频率周围的噪声波动不欠佳。

另外,所有非理想滤波器都会引进振幅延后或群延后。图2.理想滤波器与实际滤波器的幅度号召对比仿真滤波器与数字滤波器仿真低通滤波器可以在ADC切换之前避免信号路径中的高频噪声和阻碍,协助防止混叠噪声污染信号。

它还能避免滤波器比特率之外的过驱信号的影响,防止调制器饱和状态。再次发生输出过压时,仿真滤波器还能容许输出电流,波动输出电压。因此,它能维护ADC输出电路。

变换于相似满量程信号上的噪声尖峰可能会让ADC的仿真调制器饱和状态,必需利用仿真滤波器将其波动。由于数字滤波再次发生在切换之后,因而可以去除切换过程中流经的噪声。

在实际应用于中,取样速率远高于奈奎斯特理论认为的两倍基频信号频率。因此,后置数字滤波器可以利用针对更高信噪比和更加高分辨率的滤波技术来减少切换过程中流经的噪声,例如:信号比特率之外的输出噪声、电源噪声、基准源噪声、数字模块馈通噪声、ADC芯片热噪声或分析噪声。表格1详细所列了仿真滤波器与数字滤波器的优点和缺点。表格1.仿真滤波器与数字滤波器仿真滤波器考虑到抗混叠滤波器放到ADC之前,因此这些滤波器必需为仿真滤波器。

理想抗混叠滤波器具备如下特性:通带内具备单位增益,无增益变化,混叠波动水平与所用数据切换系统的理论动态范围完全一致。根据架构有所不同,ADC不会有有所不同的输入电阻,这不会影响输出滤波器设计。以下考虑到关系到ADC仿真输出滤波器的设计。

与ADC前端模块的RC抗混叠滤波器的容许在AlanWalsh为AnalogDialogue杂志编写的文章"仪器SAR型模数转换器的前端和放大器和RC滤波器设计"中,有一个针对AD7980ADC的RC滤波器应用于示例,如图3右图。求出的RC滤波器是一个低通滤波器,累计比特率为3.11MHz。但是,某些设计人员可能会意识到,3.11MHz远大于100kHz的输出信号频率,因此,该滤波器无法有效地减少带外噪声。为构建更高动态范围,可以改用590Ω电阻,以取得100kHz的-3dB比特率。

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这种方法主要有两个问题。由于通带中会有更加多波动,对于AD7980ADC示例,100kHz附近的幅度波动最低平均30%,因此,信号链精度不会大大降低。比特率就越小,则创建时间就越宽,这使得AD7980的内部取样维持电容无法在登录的收集时间内已完成电池,因而无法继续执行下一次有效地切换。这造成ADC切换精度减少。

设计人员应该保证ADC之前的RC滤波器能在目标收集时间内几乎创建。这对必须较小输出电流或具备等效的较小输入阻抗的仪器ADC来说出现异常最重要。某些Σ-Δ型ADC在无缓冲器输出模式下对输出RC值的拒绝最低。

可以将具备较小电阻或电容的超窄低通滤波器放到一般具备较小输入阻抗的输出放大器之前。或者可以自由选择具备极高输入阻抗的ADC,例如ADAS3022其输入阻抗为500MΩ。图3.使用16位1MSPSADCAD7980的RC滤波器1.多路复用取样信号链的滤波器创建时间在地下通道间转换时,多路复用输出信号一般来说所含较小的阶跃。最好情况下,一个地下通道正处于胜满量程,而下一个地下通道则正处于于是以满量程(闻图4)。

这种情况下,当多路复用器转换地下通道时,输出阶跃大小将是ADC的满量程。对于这些地下通道,可以在多路复用器之后用于一个单通道滤波器,使得设计更加非常简单,成本更加较低。如上所述,仿真滤波器必定会引进创建时间。

每次多路复用器在地下通道间转换时,该单通道滤波器都必需电池到所中选地下通道的值,因而不会容许陡然速率。为提升陡然速率,可以在多路复用器之前为每个地下通道加到一个滤波器,但这样做到不会提升成本。

图4.多路复用输出信号链2.通带平缓度和过渡带容许与噪声的关系遭遇低噪声的应用于,特别是在是在相似第一奈奎斯特区边缘处再次发生很高阻碍的应用于,必须滚降得意的滤波器。然而,人们已从实际仿真低通滤波器获知:从低频到高频,幅度不会滚下来,并有一个过渡带。减少滤波器级数或阶数可以提高带上内信号的平缓度,并使过渡带收窄。然而,这些滤波器的设计很简单,因为它们对增益给定十分脆弱,以至于无法构建数阶的波动幅度。

此外,在信号链中减少任何元件(如电阻或放大器)都会引进带上内噪声。图5.有所不同阶数的理想巴特沃兹滤波器过渡带对于某些明确应用于,仿真滤波器设计的复杂度和性能必须展开权衡。

例如,在使用AD7606的电力线继电器维护应用于中,对于50Hz/60Hz基频输出信号及其涉及前五次谐波,维护地下通道的精度拒绝高于测量地下通道。维护地下通道可以用于一个一阶RC滤波器,而测量地下通道用于二阶RC滤波器,以便获取更佳的带上内平缓度和更加急遽的坠下过渡性。3.实时取样的振幅延后和给定误差滤波器设计某种程度关系到频率设计,用户有可能还必须考虑到仿真滤波器的时域特性和振幅号召。

在某些动态应用于中,振幅延后有可能十分最重要。如果振幅随输出频率而变化,那么振幅变动将更加差劲。滤波器的振幅变化一般用群延后来取决于。

对于十分数群延后,信号不会在时间中蔓延,造成脉冲响应显得很差。对于多通道实时取样应用于,例如电机掌控或电力线监控中的相电流测量,还不应考虑到振幅延后给定误差。

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保证滤波器在多个地下通道上引发的额外振幅延后给定误差可以忽略不计,或者在工作温度范围的信号链误差支出范围内。4.较低杂讯和低噪声应用于的元件自由选择挑战对于较低谐波杂讯和低噪声应用于,用户必需为信号链设计自由选择符合拒绝的元件。

仿真电子元件不是几乎线性的,不会引发谐波杂讯。Walsh的文章中辩论了如何自由选择较低杂讯放大器和如何计算出来放大器噪声。放大器等有源元件必须较低THD+N,同时也要考虑到普通电阻和电容等无源元件的杂讯和噪声。

电阻的非线性有两个来源:电压系数和功率系数。根据明确应用于,高性能信号链有可能必须用于由特定技术生产的电阻,如薄膜或金属电阻。如果自由选择失当,输出滤波电容可能会导致明显杂讯。

如果成本支出容许,聚苯乙烯和NP0/C0G陶瓷电容是很好的最合适元件,可以提高THD。除放大器噪声外,电阻和电容也不会有电子噪声,后者是由正处于平衡态的电导体内部的电荷载子的热扰动产生的。RC电路的热噪声有一个非常简单的表达式,电阻R是符合滤波拒绝所必须的,同时R越高,适当的热噪声也越大。

RC电路的噪声比特率为1/(4RC)。除放大器噪声外,电阻和电容也不会有电子噪声,后者是由正处于平衡态的电导体内部的电荷载子的热扰动产生的。

RC电路的热噪声有一个非常简单的表达式,电阻R是符合滤波拒绝所必须的,同时R越高,适当的热噪声也越大。RC电路的噪声比特率为1/(4RC)。

kB(玻尔兹曼常数)=1.38065×10–23m2kgs–2K–1T为温度(K)f为砖墙滤波器近似于比特率图6表明在EVAL-AD7960FMCZ评估板上,NP0电容和X7R电容对THD性能的影响:(a)表明一个10kHz正弦波信号音的频谱,C76和C77为1nF0603NP0电容,而(b)表明用于1nF0603X7R电容时的频谱。(a)06031nFNP0电容(b)06031nFX7R电容图6.在EVAL-AD7960FMCZ评估板上NP0和X7R电容对THD的影响理解前面的设计考虑到之后,之后可利用ADI公司的仿真滤波器一行设计有源仿真滤波器。它不会根据应用于拒绝计算出来电容和电阻值,并自由选择适合的放大器。数字滤波器考虑到SAR型和Σ-Δ型ADC正在急剧构建更高的取样速率和输出比特率。

以两倍奈奎斯特速率对一个信号过取样,不会将ADC分析噪声能量均匀分布蔓延到两倍频段中。这样之后很更容易设计数字滤波器来容许数字化信号的频带,然后通过提取来获取所需的最后取样速率。这种技术可减少带上内分析误差并提升ADCSNR。

它还能限制滤波器滚降拒绝,从而减低抗混叠滤波器的压力。过取样减少了对滤波器的拒绝,但必须更高取样速率ADC和更加慢的数字处置。1.对ADC用于过取样速率所获得的实际SNR提高利用过取样和提取滤波器所获得的SNR提高,可从N位ADC的理论SNR求出:SNR=6.02×N+1.76dB+10×log10[OSR],OSR=fs/(2×BW)。留意:此公式仅有限于于只不存在分析噪声的理想ADC。

图7.奈奎斯特转换器过取样还有很多其他因素不会将噪声引进ADC切换代码中。例如:信号源和信号链器件的噪声,芯片热噪声,散粒噪声,电源噪声,基准电压噪声,数字馈通噪声,以及取样时钟晃动引发的振幅噪声。

这种噪声可能会均匀分布在信号频段中,展现出为闪光噪声。因此,实际构建的ADCSNR提高幅度一般高于用公式计算出来出有的值。

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